Характеристики напряжения и тока затвора

Процесс управления

Как уже было описано в п. 1.2.3, условиями переключения MOSFET и IGBT модулей можно управлять при помощи перезаряда емкости затвора.

Теоретически, перезарядом емкости затвора можно управлять через сопротивление, напряжением или током (рис.3.33)

Рис. 3.33. Управление затвором MOSFET и IGBT [194]

Предпочтительным вариантом является управление системой через резистор затвора (или два отдельных резистора для включения и выключения) в соответствии с рис.3.33а. Характеристикой такого варианта является пологий участок Миллера в напряжении затвор-исток или затвор-эмиттер соответственно (рис.3.34). Скорость переключения устанавливается R_G при питающем напряжении V_GG; с уменьшением R_G быстрее время коммутации. Недостатками управления через резистор являются то, что отклонения емкостей затвора MOSFET и IGBT напрямую влияет на время коммутации и потери при коммутации.

Подаваемое управляющее напряжение затвора транзистора в соответствии с рис.3.33b устраняет это влияние; скорость переключения транзистора прямо зависит от dv/dt затвора. Благодаря этому напряжению не формируется пологий участок Миллера в характеристике напряжения затвора. Для этого требуется значительные токи драйвера.

Управление положительным и отрицательным током затвора, как показано на рис.3.33с, определяется характеристикой заряда затвора (см. рис.1.12 и рис.1.13) и по характеристикам напряжения затвора сравнимо с управлением через резистор

Значения управляющих напряжений

На рис.3.34 показаны характеристики тока затвора iG и напряжения затвор-эмиттер v_GE в схеме с управлением через резистор.

Рис. 3.34. Характеристики тока и напряжения при включении (а) и выключении (b)

Управляющее напряжение V_GG обеих полярностей прикладывается в соответствии с электрической изоляцией затвора, которая обычно составляет 20 В для MOSFET и IGBT. Это значение не может превышаться даже кратковременно, из-за чего могут потребоваться специальные меры при выключении, см.п. 3.5.2 и 3.6.3.2.

С другой стороны, R_DS(on) и V_CE(sat) соответственно будут возрастать при увеличении напряжения затвора, и, следовательно, мы рекомендуем управлять положительным напряжением, которое подается на затвор при включении:

V_GS = +15 В для силовых MOSFET

V_GE = +10 В для IGBT

Большинство справочных данных основываются на этих параметрах.

Как показано на рис.3.34, напряжение затвора для IGBT должно быть отрицательным по отношению к потенциалу эмиттера при выключении и в закрытом состоянии; рекомендуемые значения -5...-8...-15 В.

Это будет удерживать отрицательный ток затвора при полном процессе выключения (даже если V_GE приближается к V_GE(th)) достаточного для получения основной доли положительных носителей заряда из n^- дрейфовой зоны посредством высокого dv_CE/dt во время выключения и, таким образом укорачивается хвост тока. Другой, более серьезный недостаток запирания IGBT в мостовой схеме с V_GE=0 может произойти при обратном восстановлении параллельного диода с выключенным транзистором по причине dv_CE/dt (рис.3.35).

Рис. 3.35. Перекрывающий ток в IGBT плече моста при включении из-за обратной связи dv_CE/dt T2

Высокая dv_CE/dt напряжения коллектор-эмиттер v_CE2 при обратном восстановлении di/dt D2 вызовет ток смещения i_V через емкость затвор-коллектор С_GC2, см. также п. 1.2.3

i_V = С_GC · dv_CE/dt

Этот ток смещения, в свою очередь, вызовет падение напряжения на сопротивлении R_G (или R_GE /R_G). Если, в результате этого, v_GE вырастет и превысит пороговое напряжение V_GE(th), Т2 перейдет в активный режим при обратном восстановлении di/dt (перекрывающий ток, дополнительные потери мощности в Т1 и Т2).

Применение постоянного отрицательного напряжения затвор-исток не рекомендуется для управления силовыми MOSFET, в отличие от IGBT. Паразитное включение со всеми последствиями, как описано выше, также происходит и в MOSFET. Однако, это будет защищать структуру MOSFET, которая ограничена только сопротивлением для dv/dt.

Эквивалентная схема силового MOSFET (рис.1.3) показывает ток смещения через CDS к базе паразитного n-p-n биполярного транзистора, что происходит из-за dv_DS/dt. Если падение напряжения в латеральном р-резисторе RW достигнет порогового уровня напряжения, биполярный транзистор паразитно откроется, что может привести к разрушению MOSFET при рассеиваемой периодически мощности.

Паразитное включение канала MOSFET при V_GS=0 В и СGD уменьшит dv_DS/dt в закрытом состоянии и будет ослаблять опасный эффект включения биполярного транзистора (см.рис.3.35).

Значения управляющих токов, управление мощностью

Общая управляющая мощность цепи драйвера PGavg может быть получена из заряда затвора QGtot (см.рис.1.12 и рис.1.13):

P_Gavg = (V_GG+ + |V_GG-|) Q_Gtot · f_s где Q_Gtot = С_Equiv · (V_GG+ + |V_GG-|)

Значение импульсного тока затвора:

I_GMon = (V_GG+ + |V_GG-|) / R_Gon (идеально)

I_GMoff = (V_GG+ + |V_GG-|) / R_Goff (идеально)

Мощность драйвера:

P(V_GG+) = V_GG+ · Q_Gtot· f_s, f_s = частота коммутации

P(V_GG-) = |V_GG-| · Q_Gtot· f_s