К. Староверов

Контроллер PFET LM3485 компании National Semiconductor

Широкое распространение систем распределенного питания способствует появлению все новых изделий, упрощающих создание модульных блоков питания для них. Ключевыми элементами этих модулей являются контроллеры импульсных понижающих преобразователей (конверторов). Несмотря на то, что в настоящее время существует множество удачных микросхем-контроллеров различных производителей (MC33063, MAX724, семейство Simple Switcher фирмы National и пр.), появляются новые изделия, позволяющие создавать все более простые и эффективные источники. Одним из них является гистерезисный контроллер LM3485.

Прежде чем перейти к рассмотрению его возможностей, полезно освежить в памяти общий принцип работы понижающего преобразователя. На рис. 1 показана функциональная схема (без цепи обратной связи) такого конвертора и временные диаграммы его работы. В момент t₍₀₎ управляющий контроллер I_C, выявив понижение выходного напряжения V_o, открывает транзистор Q, что приводит к протеканию через него и катушку L тока I_q. Открытие транзистора способствует подзаряду конденсатора C и возрастанию напряжения на нем (и, соответственно, на выходе конвертора).

Рисунок 1. Принцип работы понижающего (buck) преобразователя

По достижении заданного в контроллере I_C уровня напряжения V_o (момент t₍₁₎) контроллер закрывает транзистор Q, что приводит к появлению тока I_q в контуре “диод D – катушка L – конденсатор С”. В результате происходит эффективная передача энергии, запасенной в индуктивности L в предыдущем такте в конденсатор и нагрузку. Величина индуктивности катушки L и емкости конденсатора С (а, соответственно и их размеры) обратно пропорциональны частоте переключения преобразователя. Стремление разработчиков повысить рабочую частоту преобразователей привело к необходимости использования особых компонентов в таких изделиях. Так, в качестве переключающего транзистора в большинстве случаев используется мощный быстродействующий p-канальный MOSFET, обратный диод D должен быть из семейства ультрабыстрых диодов, энергонакопительный конденсатор С должен иметь низкую величину эквивалентного последовательного сопротивления (E.S.R.) на высоких частотах. Использование подобных компонентов позволяет достигнуть в таких преобразователях КПД свыше 90%.

Новейший контроллер LM3485, представленный National, является прекрасным выбором для построения понижающего DC-DC-конвертора с регулируемым выходным напряжением (рис. 2).

Рисунок 2. Типовая схема включения контроллера LM3485

На его основе можно быстро и легко разработать миниатюрный недорогой понижающий регулятор для разнообразных сфер применения. Его особенностью является гистерезисная управляющая архитектура, позволяющая обойтись без сложных корректирующих цепей в обратной петле управления преобразователем. Использование p-канального FET также позволяет снизить количество необходимых внешних компонентов и обеспечить 100-% рабочий цикл.

Другой важной особенностью LM3485 является высокоэффективная работа на малых нагрузках без увеличения размаха пульсаций выходного напряжения. Реализованная в преобразователе защита от превышения заданной величины тока основана на измерении напряжения на сопротивлении канала открытого PFET, что устраняет необходимость в использовании дополнительного токосъемного резистора. Уровень ограничения тока в каждом цикле задается с помощью одного внешнего резистора Radj.

К ключевым параметрам контроллера LM3485 следует отнести:

• широкий диапазон входного напряжения — 4,5…35 В;
• регулируемое выходное напряжение в диапазоне от 1,242 В до величины входного напряжения;
• высокий КПД, достигающий 93%;
• высокая точность внутреннего опорного источника напряжения ±1,3% (±2% во всем диапазоне рабочих температур);
• 100-% рабочий цикл;
• максимальная рабочая частота до 1 МГц;
• работа в режиме частотно-импульсной модуляции;
• ограничение тока в каждом рабочем цикле;
• отсутствие необходимости использования цепей частотной компенсации в контуре управления;
• миниатюрный корпус MSOP-8.
• широкий диапазон рабочих температур — -40°…+125°С.

Назначение выводов преобразователя LM3485 описано в таблице.

Таблица. Назначение выводов LM3485

Внутренняя структура контроллера показана на рис. 3. Её главной особенностью является наличие гистерезисного компаратора с величиной гистерезиса около 10 мВ (максимум 20 мВ во всем температурном диапазоне). С его помощью организуется управление по напряжению. Напряжение на FB сравнивается с напряжением опорного источника (ИОНа) 1,242 В, и в зависимости от результата драйвер PMOS открывает или закрывает внешний PFET (рис. 4).

Рисунок 3. Внутренняя структура LM3485

Рисунок 4. Гистерезисное управление в LM3485

Наличие гистерезиса обеспечивает эффективную фильтрацию шумов в контуре обратной связи без использования частотно-корректирующих цепочек.

LM3485 работает в прерывистом режиме на малых нагрузках и в непрерывном режиме на больших нагрузках. В прерывистом режиме ток через дроссель L1 (рис. 2) плавно растет от нуля до максимума, а затем плавно снижается до нулевого значения. Следующий цикл начинается тогда, когда напряжение на входе FB достигнет опорного напряжения. До этого момента ток через дроссель будет оставаться нулевым. В результате снижается частота переключений, и уменьшаются потери на переключение. В непрерывном режиме ток через дроссель течет всегда, никогда не снижаясь до нуля.

Используемое в контроллере LM3485 гистерезисное управление не требует наличия внутреннего генератора. Частота переключения определяется внешними компонентами и условиями работы. Рабочая частота автоматически уменьшается на малых нагрузках, что обеспечивает высокий КПД, в сравнении с другими архитектурами преобразователей.

Величина выходного напряжения определяется только двумя резисторами R1 и R2 (рис. 2) и лежит в диапазоне от 1,242 В (напряжение внутреннего опорного источника) до текущей величины входного напряжения. Рассчитать выходное напряжение можно по простой формуле:

Поскольку величина гистерезиса компаратора является специфицируемым параметром, разработчик может легко определить размах пульсаций выходного напряжения U_{вых_рр} (от пика до пика):

Из (2) можно сделать вывод, что чем меньше заданное выходное напряжение, тем меньше будет амплитуда пульсаций на выходе. В данном случае это вопрос компромисса — уменьшение напряжения гистерезиса V_HYST способствует уменьшению пульсаций и одновременно с этим снижает общую помехоустойчивость и, как следствие, точность регулирования.

где delay — время задержки на распространение сигнала в LM3485 (типично составляет около 90 нс);

На величину рабочей частоты и напряжение выходных пульсаций также значительно влияет наличие ускоряющего конденсатора C_ff (рис. 2). Этот конденсатор в типовой схеме LM3485 включается подобно такому же конденсатору в схеме с ШИМ-управлением. Однако характер его влияния в гистерезисной схеме иной. Выходные пульсации напряжения вызывают протекание тока через этот конденсатор. Этот ток имеет форму, близкую к прямоугольной. Поскольку вход обратной связи FB является высокоомным, ток протекает через R2. В результате наблюдается снижение пульсаций выходного напряжения и увеличение рабочей частоты. При добавлении в схему конденсатора C_ff значение рабочей частоты по формуле (3) рассчитывается со значением W = 1. Величина емкости C_ff зависит от желаемой рабочей частоты и сопротивления R2. На частоте 100 кГц хорошим выбором является керамический конденсатор на 470 пФ. С ростом частоты его емкость следует линейно уменьшать. Также следует учитывать, что при установке выходного напряжения ниже 2,5 В эффект от использования конденсатора C_ff значительно снижается.

В LM3485 организовано поцикловое ограничение тока. Измерение тока производится либо на сопротивлении канала внешнего PFET (рис. 5), либо на дополнительном токосъемном резисторе (рис. 6). При активировании схемы ограничения тока LM3485 выключает внешний PFET на время около 9 мкс. Предел ограничения тока устанавливается посредством внешнего резистора Radj.

Рисунок 5. Измерение тока на сопротивлении канала внешнего PFET

Рисунок 6. Измерение тока на дополнительном токосъемном резисторе

Схема ограничения тока состоит из компаратора ISENSE и одновибратора (рис. 3). Положительный вход компаратора подключен к выводу ADJ. Внутренний источник тока создает напряжение на внешнем резисторе Radj. Это напряжение сравнивается с напряжением на канале PFET (рис. 5) или на внешнем токосъемном резисторе (рис. 6). Напряжение на входе ADJ можно рассчитать следующим образом:

Отрицательный вход компаратора ISENSE, являющийся выводом ISENSE, подключается к стоку внешнего PFET. Ток через дроссель в этом случае определяется по падению напряжения на канале PFET по формуле:

где R_DSON — сопротивление сток–исток внешнего PFET в открытом состоянии. Из (4) и (5) можно получить формулу для расчета необходимого сопротивления Radj для ограничения пикового тока I_{IND_PEAK} через дроссель:

Ограничение тока активируется, когда напряжение на выводе ADJ превысит напряжение на входе Isense. Компаратор ISENSE запустит одновибратор, который обеспечит генерацию 9 мкc импульса, закрывающего PFET. Затем драйвер PFET опять откроет транзистор. Если ток к этому моменту не снизится, цикл повторится вновь.

Фильтрующий конденсатор C_adj необходимо подключить параллельно R_adj. Он необходим для фильтрации шумов, способных случайно переключить компаратор ISENSE. В большинстве приложений величина его емкости лежит в пределах от 100 пФ до 1 нФ. Более высокая емкость может использоваться для организации функции “мягкого пуска”.

Схема ограничения тока активна во время запуска LM3485. При запуске PFET будет оставаться включенным до тех пор, пока либо не сработает ограничение тока, либо не переключится компаратор обратной связи. Если первым переключается токоограничивающий компаратор, необходимо учитывать влияние перегрузочной характеристики на выходное напряжение. Запуск при полной нагрузке может потребовать установки высокого значения предела ограничения тока или же использования схемы подключения нагрузки только после запуска контроллера. Это вызвано, прежде всего, броском тока при запуске преобразователя. Реализовать “мягкий старт” контроллера позволяет увеличение емкости C_adj. В этом случае в процессе заряда C_adj при запуске происходит плавное увеличение напряжения на R_adj, что форсирует активацию ограничения тока при малых токах. При функционировании “мягкого старта” выходное напряжение будет увеличиваться более медленно. После заряда конденсатора C_adj он перестает оказывать влияние на величину ограничения тока. Рекомендуемая емкость Cadj, достаточная для реализации “мягкого старта”, лежит в диапазоне 1…10 нФ.

Токоограничительный компаратор имеет время невосприимчивости около 100 нc. Оно необходимо для полноценного открытия PFET с момента подачи на него управляющего сигнала и до момента измерения тока. Однако в некоторых случаях, в частности, при низких рабочих температурах, некоторые PFET не успевают полностью открыться за это время. В этом случае необходимо увеличить задаваемую предельную величину тока. При использовании функции ограничения тока необходимо обеспечивать длительность включенного состояния PFET более 100 нс. Отключение функции ограничения тока осуществляется путем подключения вывода ADJ к общему проводу, а входа ISENSE — к линии U_ВХ . Поскольку величина падения напряжения на PFET имеет тенденцию изменяться при различной температуре, может наблюдаться неточность в ограничении тока. Повысить точность измерения тока можно путем использования дополнительного токосъемного резистора, подключаемого между источником входного напряжения и стоком PFET, как показано на рис. 6.

Еще одним важным параметром при управлении PFET является размах управляющего напряжения на выходе PGATE, который зависит от нескольких факторов, таких как емкость затвора, время включения и входное напряжение. Для LM3485 характерно увеличение размаха управляющего напряжения при снижении емкости затвора. Так, если типичная величина размаха составляет около 5 В, при очень малой емкости затвора она увеличивается до 8,3 В. Кроме того, размах напряжения возрастает при увеличении времени включенного состояния транзистора. Во время продолжительных периодов включения транзистора, когда рабочий цикл приближается к 100%, напряжение на затворе будет опускаться до своего типичного максимального значения (U_ВХ = 8,3 В) независимо от емкости затвора PFET. Напряжение на затворе PFET не может опуститься ниже 0,4 В. Поэтому при входном напряжении преобразователя ниже 9 В размах напряжения на выводе PGATE станет меньше. Например, при входном напряжении 7 В величина размаха будет лежать в пределах от 7 до 0,4 В.

Рекомендации по разработке преобразователя

Гистерезисный метод управления предполагает наличие простой схемы управления. Однако рабочая частота и некоторые другие характеристики сильно зависят от внешних условий и компонентов. Если меняется любой из таких параметров, как индуктивность, выходная емкость, ESR выходного конденсатора, входное напряжение или C_ff, происходит изменение рабочей частоты и уровня выходных пульсаций. Наиболее правильным подходом при разработке является задание желаемой частоты работы преобразователя, а затем выбор дросселя и ESR-конденсатора.

Важными параметрами при выборе дросселя являются индуктивность и рабочий ток. Поскольку LM3485 работает в широком диапазоне частот, могут использоваться разные значения индуктивности. Хороший практический метод расчета предложен в пакете Simple Switchers® фирмы National. Если известна (задана) частота переключений f, индуктивность дросселя L можно определить так:

где D — рабочий цикл, вычисляется как

V_D — прямое падение напряжения на обратном диоде V_D1 (рис. 2); D_i — пульсация тока в дросселе, величина которой определяется исходя из выходного тока:

Выбранный дроссель должен соответствовать требуемым значениям пикового I_pk и среднего тока I_RMS через него:

Вторым ключевым параметром, влияющим на частоту переключения конвертора, является эквивалентное последовательное сопротивление (ESR) выходного конденсатора C_ВЫХ. Пульсации тока через дроссель эквивалентны пульсациям напряжения на ESR конденсатора и выходе преобразователя. Однако в первую очередь на эти пульсации влияет V_HYST . Увеличение ESR при одной и той же индуктивности дросселя приводит к возрастанию рабочей частоты, и наоборот.

Использование керамических конденсаторов является наиболее предпочтительным для многих разработчиков. Однако керамические конденсаторы имеют очень низкое ESR, что приводит к фазовому сдвигу пульсаций выходного напряжения на 90°. Для устранения этой проблемы необходимо последовательно с выходным керамическим конденсатором включать резистор с небольшим сопротивлением. Несмотря на то, что это противоречит интуиции разработчика, подобная комбинация из последовательно включенного керамического конденсатора и внешнего резистора обеспечивает высокую точность управления пульсациями выходного напряжения. В тоже время, конденсаторы других типов, таких как Sanyo POS CAP и OSCON, Panasonic SP SAP и Nichicon “NA”, можно использовать без дополнительного резистора. С практической точки зрения, можно выбрать выходной конденсатор любого типа, обеспечив надлежащий анализ его поведения в схеме.

При выборе и размещении входного конденсатора CВХ необходимо учитывать, что он должен устанавливаться в непосредственной близости от вывода истока внешнего PFET. Этот конденсатор предотвращает импульсные броски напряжения по входу и обеспечивает энергетическую подпитку при включении PFET. При выборе входного конденсатора следует обращать внимание на два таких важных параметра, как его рабочее напряжение и допустимый среднеквадратичный ток. В приложениях с высоким входным напряжением рекомендуется использовать электролитические конденсаторы с низким ESR, например серии “UD” Nichicon или “FK” Panasonic. Среднеквадратичное значение тока входного конденсатора можно определить так:

Рассеиваемая на входном конденсаторе мощность вычисляется по формуле:

Следует выбирать конденсаторы, допустимый ток и рассеиваемая мощность которых превышают вычисленные по (8) и (9) значения. При больших среднеквадратичных токах можно включать несколько конденсаторов параллельно.

В ряде случаев допустимо использовать несколько обычных дешевых электролитических конденсаторов вместо одного элемента с низким ESR. Величина емкости входного конденсатора должна быть выбрана такой, чтобы пульсации напряжения, создаваемые зарядом и разрядом емкости, составляли менее 10% от общих пульсаций на конденсаторе.

Выбор активных компонентов

В схеме преобразователя на основе LM3485 используются два активных полупроводников компонента: диод VD1 и p-канальный полевой транзистор T1 (рис. 2). Ключевыми параметрами диода являются пиковый ток, пиковое обратное напряжение и средняя рассеиваемая мощность. Средний ток через диод можно найти из выражения:

Напряжение на диоде в закрытом состоянии примерно эквивалентно входному напряжению. Величина пикового обратного напряжения должна быть выше входного напряжения. Практически во всех случаях рекомендуется использовать диоды Шоттки. В приложениях с малым входным напряжением низкое падение напряжения в прямом направлении способствует повышению КПД преобразователя. В высокотемпературных приложениях ток утечки диода может оказаться довольно значительным, что потребует использования диодов с высоким значением обратного напряжения для достижения приемлемой эффективности.

Выбор PFET базируется на анализе таких его характеристик, как максимальное напряжение сток–исток (V_DS), сопротивление канала во включенном состоянии R_DSON, величина допустимого тока и входная емкость затвора.

Напряжение на PFET в выключенном состоянии представляет собой сумму входного напряжения и прямого падения напряжения на диоде V_D1. Напряжение VDS необходимо выбирать с некоторым превышением над входным напряжением UВХ.

Ток стока PFET I_d должен быть выше пикового тока дросселя I_{IND_PEAK}. Общие потери мощности на PFET приближенно можно оценить по выражению:

где t_on — время включения PFET; t_off — время выключения PFET.

Обычно время включения и выключения для современных транзисторов находится в диапазоне 10…20 нс. Важно, чтобы PFET имел время включения менее 100 нс. В противном случае будет наблюдаться снижение КПД, ложные срабатывания схемы токоограничения, а в отдельных случаях появятся выбросы напряжения на выводе PGATE.

Такой параметр как RDSON используется помимо прочего для вычисления сопротивления резистора R_ADJ, задающего величину ограничения тока. Следует учитывать, что R_DSON имеет положительный температурный коэффициент. При 100°С сопротивление канала может стать на 150% больше, чем при 25°С. Это возможное увеличение сопротивления необходимо предусмотреть при расчете R_ADJ в приложениях, ориентированных на работу в широком диапазоне температур. Иначе при высоких температурах возможны ложные срабатывания схемы ограничения тока.

Рекомендуется выбирать транзисторы с емкостью затвора менее 2000 пФ, что позволить снизить потери на переключение и сократит длительность переходных процессов. Необходимо снижать рабочую частоту при увеличении емкости затвора, и наоборот, при малых значениях этой емкости частоту переключений можно увеличить.

Для ускорения оценки возможностей микросхемы LM3485 компания National Semiconductor предлагает отладочную плату для LM3485 (рис. 7). Демонстрационная плата может использоваться для преобразования входного напряжения в диапазоне 7…28 В в выходное напряжение 3,3 В при токе нагрузки до 1 А. Путем изменения сопротивления всего лишь одного резистора выходное напряжение можно менять в диапазоне 1,242…5 В. Поскольку схема и печатная плата отладочного модуля разработаны непосредственно National, он может служить превосходным примером при создании эффективных малогабаритных и недорогих понижающих преобразователей.

Рисунок 7. Принципиальная схема отладочной платы LM3485

Более подробную информацию о продукции компании National Semiconductor можно найти на сайте www.national.com.

Литература

1. National Semiconductor, Data Sheet DS200346 “LM3485 Hysteretic PFET Buck Controller”, September 2004.
2. National Semiconductor, Application Note 556 “Introduction to Power Supplies”, September 2002.
3. National Semiconductor, Application Note 1227 “LM3485 Evaluation Board”, May 2002.